В настоящее время информационные потоки с высокодетальной аппаратуры наблюдения перспективных космических аппаратов (КА) дистанционного зондирования Земли (ДЗЗ) ожидаются до 10 Гбит/с и более. При условии работы аппаратуры наблюдения в течение длительной части каждого витка суточный объём целевой информации с одного КА может достигать значений, сопоставимых с 1 Тбайт. С учётом относительно коротких сеансов передачи информации на Землю даже при условии увеличения количества пунктов приёма потребная пропускная способность каналов передачи целевой информации на Землю составляет десятки Гбит/с. Высокоскоростные радиолинии (ВРЛ) становятся одним из критически важных элементов спутниковых систем наблюдения нового поколения.
Функциональная схема тракта передачи представлена на рисунке 1. Модуль формирователя сигналов состоит из интерфейса GigaSpaceWire, помехоустойчивого кодера с формирователем спектра, ЦАП, квадратурного модулятора с фильтрами защиты от наложения спектра, синтезатора частот.
Преобразователи частоты объединены в один конструктивный модуль с синтезаторами, контроллер управления объединён с вторичным источником электропитания.
Рис. 1. Функциональная схема тракта передачи ВРЛ
Выбор иобоснование облика формирователя сигнально-кодовой конструкции высокоскоростной радиолинии. Функциональная схема формирователя сигнально-кодовой конструкции представлена на рисунке 2. Передатчик выполнен по схеме прямого преобразования, данная схема позволяет наиболее эффективно использовать рабочую полосу ЦАП и обеспечивает максимальное количество символов в секунду при использовании конкретных схем ЦАП.
Рис. 2. Функциональная схема формирователя сигнально-кодовой конструкции
Цифровая часть формирователя сигнала формирует поток выборок с тактовой частотой 1200 МГц 4-ре выборки на символ. Далее сигналы проходят через фильтры защиты от наложения спектра и поступают на модулятор.
Требования кфильтрам защиты от наложения спектра. Реализация устройств обработки сигналов в гибридном, частично цифровом и частично аналоговом виде, неизбежно порождает эффекты квантования на стыке этих частей. Квантование по уровню сигнала можно представить как некий вносимый преобразователем аддитивный белый «шум оцифровки» и в таком виде учесть в балансе погрешностей.
Гораздо сложнее дело обстоит с квантованием по времени, из-за которого спектр сигнала на выходе ЦАП содержит паразитные составляющие, зеркально отображающие полезный сигнал в полосах частот от Fs-Fb до Fs+Fb (где Fs — частота обновления ЦАП), от 2·Fs-Fb до 2·Fs+Fb, и т. д. Аналогичные проблемы наличествуют и у АЦП, поскольку синусоида с частотой Fs-F после оцифровки неотличима от синусоиды частоты F (эффект стробоскопа); то же справедливо и для частот Fs+F, 2·Fs-F и т. д.
Второй эффект «ступенчатого» вида выходного сигнала ЦАП, в котором соответствующей выборке идеальный дельта-импульс заменяется на прямоугольник длительностью 1/Fs, эквивалентен приложению к сигналу воображаемого цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой в виде прямоугольного «окна» длительностью 1/Fs. Типовой спектр выходного сигнала ЦАП показан на рисунке 3.
Рис. 3. Типовой спектр выходного сигнала ЦАП
Таким образом, требования к антиалиас-фильтрам можно разделить на три группы:
− в полосе пропускания от нуля до Fb требуется внести в сигнал минимально возможные амплитудно-фазовые искажения;
− в полосах задержания от Fs-Fb до Fs+Fb, от 2·Fs-Fb до 2·Fs+Fb, и т. д. необходимо обеспечить должный уровень подавления нежеланных компонент выходного сигнала ЦАП/входного сигнала АЦП;
− в расположенных между ними переходных полосах достаточно обеспечить ослабление соседних каналов (только для АЦП), достаточное для гарантированного соблюдения динамического диапазона АЦП. В таблице 1 представлены численные значения частотных полос.
Таблица 1
Численные значения частотных полос
|
Виды полосы |
Скорость (млн. символов/с) / Кол-во выборок на символ |
|
|
286/4 |
225/4 |
|
|
Пропускание, МГц |
0..180 |
0..140 |
|
Переходная, МГц |
180..964 |
140..760 |
|
Задержание, МГц |
964..1324 |
760..1040 |
|
Переходная, МГц |
1324..2108 |
1040..1660 |
|
Задержание, МГц |
2108..2468 |
1660..1940 |
Вторая колонка отображает значения для версии DAC5670-SP/ADC12D1600 с полным занятием полосы 375 МГц, третья — для макета на AD9739/ADS5409.
Выбор ЦАП передатчика. К сожалению, математически-выверенные методики расчета потребного числа разрядов ЦАП для успешного выполнения им заданной функции в данном случае совершенно неприменимы.
Во-первых, завышенные по сравнению с низкоскоростными ЦАП значения дифференциальной и интегральной нелинейности, а также более высокий (вследствие более широкой полосы сигнала) уровень аналоговых шумов приводят к занижению оценки разрядности эквивалентного «идеального» ЦАПа. Во-вторых, для большинства высокоскоростных ЦАП время установления (например, с точностью 0,1 %) на порядок-два превышает период выдачи отсчетов. Таким образом, следует сосредоточиться на адаптации к нашим потребностям опубликованных изготовителем интегральных параметров качества конкретных ЦАП.
Наиболее просто интерпретировать параметр SFDR (Spurious-Free Dynamic Range), ограничивающий предельный уровень побочных спектральных составляющих. Очевидно, что для полного соответствия требованиям ГКРЧ достаточно SFDR > 60 дБ, а с учетом аналогового антиалиас-фильтра на выходе ЦАП допустимым представляется и значение 50 дБ. Также следует обратить внимание на величину IMD3 (Third-order Two-tone Intermodulation), порождающей шумоподобный «шлейф» по бокам основного спектра, которая тоже не должна превышать 50 дБ.
По итогам поиска подходящими признаны два ЦАП: AD9739 фирмы Analog Devices и радиационно-стойкий DAC5670-SP фирмы Texas Instruments, имеющие также радиационно-стойкие аналоги китайского производства. Ключевые параметры выбранных ЦАП сведены в таблице 2.
Таблица 2
Ключевые параметры выбранных ЦАП
|
Параметр |
AD9739 [1] |
DAC5670-SP [2] |
|
Разрядность, бит |
14 |
14 |
|
Кол-во каналов |
1 |
1 |
|
Быстродействия, млрд выборок/с |
2,4 |
2,4 |
|
SFDR, дБ |
69 |
55 |
|
IMD3, дБ |
94 |
57 |
Как видно из таблицы 2 ЦАП AD9739 удовлетворяет всем требованиям ВРЛ с немалым запасом и оснащен средствами межкристальной синхронизации, позволяющими построить синхронно функционирующую I/Q пару преобразователей.
ЦАП DAC5670-SP проходит по характеристикам «на грани», в надежде на то, что эксплуатация его на пониженной тактовой частоте поможет несколько улучшить качество выходного сигнала. Средствами межкристальной синхронизации он не обладает.
Совместно с новейшими быстродействующими цифро-аналоговыми преобразователями (ЦАП) Analog Devices используется буфер сигналов синхронизации/данных ADCLK914 с крайне высоким быстродействием [3].
Выводы: проведены выбор и обоснование облика формирователя сигнально-кодовой конструкции радиолинии. Принимаемые технические решения определяются характеристиками перспективной элементной базы, пригодной для бортового исполнения аппаратуры, а также повышением требований к линейным характеристикам тракта приёма/передачи. Предложена схема формирователя сигнально-кодовой конструкции с распараллеливанием обработки данных, что позволяет работать с выходной полосой сигнала 375 МГц на элементной базе, стойкой к воздействиям факторов космического пространства.
Литература:
- AD9739 [Электронный ресурс]. — Режим доступа: http://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/AD9739.pdf, свободный. — Загл. с экрана (дата обращения 08.04.16).
- DAC5670-SP 14-Bit 2.4-GSPS Digital-to-Analog Converter (DAC) (Rev. F) [Электронный ресурс]. — Режим доступа: http://www.ti.com/product/DAC5670-SP/datasheet, свободный. — Загл. с экрана (дата обращения 08.04.16)
- ADCLK914 [Электронный ресурс]. — Режим доступа: http://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/ADCLK914.pdf, свободный. — Загл. с экрана (дата обращения 08.04.16)
